Обратный звонок

Оставьте ваши контакты и наш консультант свяжется с вами.

Ма гарантируем сонхранность ваших персональных данных и не передае ваши контакты третьим лицам.
Консультация специалиста

Оставьте ваши контакты и наш консультант свяжется с вами.

Ма гарантируем сонхранность ваших персональных данных и не передае ваши контакты третьим лицам.
+7 812 448 64 72

Особо точные измерения аналоговых сигналов в системах сбора данных

Проектирование цепей измерения аналоговых сигналов вызывает порой наибольшие трудности. Даже при построении простой системы сбора данных на базе резистивных датчиков и АЦП нужно учитывать множество факторов, чтобы в результате получить достоверные данные.

Ситуация усложняется, когда необходимо построить систему, работающую с различными датчиками. В данной статье обсуждаются вопросы, которые нужно решить разработчику при измерении аналоговых сигналов с высокой точностью на примере использования различных типов резистивных датчиков.

Типичную цепь измерения аналоговых сигналов в системе с резистивными датчиками можно представить так, как показано на рисунке 1. Хотя на уровне структурной схемы все сигнальные цепи выглядят одинаково, параметры каждого блока зависят от многих факторов. Наиболее важными из них являются: изменение сопротивления (и, следовательно, напряжения) датчиков при изменении их физического количества; расстояние датчика от измерительной системы (т.е. погрешность измерения из-за влияния сопротивления проводов); требуемая точность системы и виды помех.


Рис. 1. Базовая цепь измерения аналогового сигнала

Эти факторы определяют тип необходимой цепи возбуждения; способ подключения датчика к измерительной системе; коэффициент усиления, требуемый для схемы предварительной обработки сигнала и АЦП; тип фильтра и его частоту среза, а также разрешение и входной диапазон АЦП.

Измерения сигналов с резистивных датчиков температуры

Резистивные датчики температуры (RTD) построены на базе термисторов, которые являются нелинейными элементами в рабочем диапазоне температур. Изменение сопротивления термисторов при изменении температуры подчиняется сложной нелинейной функции:

1/T = A + B ln(R) + C (ln(R))3,

где T — температура, R — сопротивление, A, B и C — константы, характерные для данного термистора.

Обычно для вычисления используют таблицу соответствия сопротивления и температуры. Затем температура вычисляется с помощью кусочно-линейной аппроксимации. Несмотря на то, что могут возникнуть погрешности измерений из-за отклонений коэффициента усиления и смещений, эти ошибки слишком малы по сравнению с требованиями по точности измерения температурного датчика на базе термистора. Существует несколько прямых способов измерения сопротивления, как показано на рисунке 2.


Рис. 2. Схемы измерения сопротивлений

С другой стороны, как показано на рисунке 2б, когда отрицательный вход АЦП соединен с делителем, аналоговая земля и земля АЦП находятся под одинаковым потенциалом. Поскольку дифференциальные линии расположены близко друг от друга, любой сигнал помехи на одной линии будет наводиться на другую. При дифференциальных измерениях этот сигнал гасится, т.к. является синфазным. Следует также отметить, что при измерении напряжения на резисторе RSENSOR положительный вход подсоединяется вблизи датчика. Это гарантирует отсутствие погрешности измерений из-за влияния сопротивления проводов.Топология, показанная на рисунке 2а, использует ЦАП с выходом по напряжению для питания (возбуждения) резисторного делителя. Одним из резисторов в цепи делителя является сам датчик, а другой резистор — это опорное сопротивление. Такая конфигурация будет работать, однако однополюсные измерения имеют недостатки. Одним из них является разница уровня земли датчика и уровня земли АЦП, что приводит к появлению смещения.

На рисунке 2в показана топология, в которой используется ЦАП с токовым выходом для возбуждения датчика. Напряжение, измеренное на сопротивлении датчика, обеспечит точное определение его сопротивления. Токовое возбуждение датчика является наилучшей топологией с точки зрения количества необходимых внешних компонентов. В этой схеме не нужны эталонные сопротивления. Однако для калибровки погрешности коэффициента усиления системы резистор требуется. Заметим, что для тех приложений, в которых не нужна очень высокая точность, нет необходимости в компенсации погрешности коэффициента усиления и, следовательно, не требуется внешнее эталонное сопротивление.

Резистивные датчики температуры (RTD) имеют сопротивление порядка 100 Ом при температуре 0°C, и при изменении температуры на один градус сопротивление изменяется примерно на 0,385 Ом. Поскольку RTD имеет низкий номинал, сопротивление проводов оказывает основное влияние на их точность.

RTD возбуждаются источником постоянного тока. Напряжение на RTD можно измерить с помощью 3-проводного или 4-проводного метода в зависимости от числа проводов, идущих от измерительной системы к RTD. Поскольку RTD расположены в удалении от измерительной системы, 3-проводный метод более предпочтителен с точки зрения стоимости проводов. На рисунке 3 показана схема включения RTD при 3-проводном методе измерения.


Рис. 3. Схема 3-проводного измерения RTD

Погрешность, вызванная влиянием сопротивления проводов, может быть устранена несколькими путями. Один способ заключается в измерении сопротивления провода вручную и сохранении его в качестве константы. Каждый раз, когда производится измерение, это сопротивление вычитается.

Другим способом является измерение падения напряжения между положительным выводом RTD и выходом ЦАП. Если провода имеют одинаковые параметры, они будут иметь одинаковое сопротивление, и напряжение, измеренное на предыдущем этапе, можно вычесть из напряжения, измеренного на датчике. Однако все же возможна некоторая ошибка, если провода не симметричны. Кроме того, этот метод требует использования дополнительного вывода для соединения выхода ЦАП со входом АЦП.

Для точных измерений более предпочтительна 4-проводная конфигурация, показанная на рисунке 4. Как отрицательный, так и положительный входы соединены с выводами RTD, что исключает ошибку, вызванную сопротивлением проводов. Входной импеданс сигнальной цепи для RTD должен быть очень высоким, чтобы обеспечить пренебрежимо малую величину входного тока. Когда АЦП имеет низкое входное сопротивление, сигнал на вход АЦП следует подавать через буферную схему.


Рис. 4. Схема 4-проводного измерения RTD

Как было сказано выше, в системе возникает смещение напряжения, которое меняется с температурой. Температурный дрейф смещения и низкочастотный шум можно исключить, используя метод двойной коррелированной выборки (correlated double sampling — CDS). В этом случае вначале измеряется смещение относительно нуля (для того чтобы его измерить, оба входа замыкают накоротко), а затем измеряют напряжение на датчике.

Из топологии, показанной на рисунке 4, очевидно, что точность системы зависит исключительно от точности ЦАП с токовым выходом. Если выходной ток ЦАП изменяется на 5%, то и в рассчитанное значение также вносится погрешность 5%.

Это вызывается отклонением коэффициента усиления от идеального значения, что является неприемлемым для большинства систем. Имеются также и другие факторы, влияющие на ошибку коэффициента усиления, например, точность опорного напряжения АЦП. Если точность источника опорного напряжения (ИОН) всего 1%, то и все измерения, сделанные этим АЦП, будут иметь точность не менее 1%. А если учесть, что в данном случае измеряется температура, то эта проблема может проявиться еще больше.

Чтобы избежать влияния ошибки коэффициента усиления, лучше всего использовать для измерений высокоточный эталонный резистор, например, резистор с разбросом 0,1%. На рисунке 5 показана схема, в которую включен калибровочный резистор.


Рис. 5. Схема 4-проводного измерения RTD с компенсацией
погрешности коэффициента усиления

Вначале ток протекает через эталонный резистор, на нем измеряется напряжение и, соответственно, сопротивление. На результаты измерений влияет отклонение коэффициента усиления. На следующем этапе ток протекает через RTD, и теперь напряжение измеряется на нем. Два измерения АЦП исключают любые отклонения коэффициента усиления, т.к. измерения сопротивления RTD производятся относительно эталонного сопротивления. Точность системы определяется теперь погрешностью используемого эталонного сопротивления.

Измерения сигналов с тензодатчиков

До сих пор мы обсуждали проблемы, связанные с измерением аналогового сигнала в вольтовом диапазоне. Однако имеются системы, измерения в которых производятся в милливольтовом диапазоне, и это создает совершенно иные проблемы для разработчика. Хорошим примером является система на базе датчиков механической нагрузки или тензодатчиков.

Типовой тензодатчик представляет собой четыре резистора, включенные по схеме моста Уитстона (см. рис. 6).


Рис. 6. Схема измерения сигнала с тензодатчика

Изменение температуры значительно влияет на тензодатчик из-за теплового расширения материала, которое изменяет сопротивление, поэтому изменение сопротивления может быть ошибочно детектировано как часть измерения напряжения. При включении тензодатчиков в конфигурации моста Уитстона изменение температуры можно легко скомпенсировать. В такой конфигурации температура будет одинаково влиять на все плечи моста, что сводит к нулю изменение сопротивления, обеспечивая автокомпенсацию влияния температуры.

Однако конфигурация тензодатчиков в виде моста Уитстона имеет главный недостаток — смещение нуля. Это происходит, когда один из датчиков установлен не надлежащим образом или деформирован. Этот недостаток преодолевается с помощью шунтирующего резистора для балансировки моста. Однако балансировка моста в полевых условиях нецелесообразна, т.к. датчики деформируются также при их износе в процессе эксплуатации.

Рассмотрим пример тензодатчика чувствительностью 2 мВ/В, измеряющего максимальный вес 10 кг. При питающем напряжении 5 В выходное напряжение находится в диапазоне всего 10 мВ. Это означает, что даже если к тензодатчику приложена сила в 10 кг, выходное напряжение будет 10 мВ. Чтобы обеспечить 16-разрядную точность измерения в 10-мВ диапазоне, нужно соответствующим образом уменьшить диапазон АЦП.

Наиболее распространенным методом является реализация каскада усиления на входе, чтобы входной диапазон соответствовал входному диапазону АЦП. Например, чтобы обеспечить 10-мВ диапазон измерений с помощью АЦП, который имеет входной диапазон 0±1 В, можно использовать каскад усиления с коэффициентом усиления, равным примерно 100.

Когда АЦП используют для измерения в динамическом диапазоне 1 В, наименьшая величина напряжения, которую можно измерить для 20-разрядного АЦП, равна 1 мкВ. При использовании каскада усиления для расширения измеряемого диапазона усиливаются и помехи, которые могут влиять на результаты измерения. Помехи влияют на число используемых бит АЦП при данном коэффициенте усиления. Следовательно, нужно выбрать АЦП, который обеспечивает оптимальное разрешение при требуемом усилении.

Как правило, для измерения выхода с тензодатчиков используются сигма-дельта АЦП и фильтры нижних частот (ФНЧ). В некоторых сигма-дельта АЦП предусмотрена возможность усиления сигнала в самом сигма-дельта модуляторе. С этим связано еще одно дополнительное преимущество. Поскольку мы увеличиваем коэффициент усиления модулятора АЦП, полоса пропускания АЦП уменьшается. Это не является проблемой при измерениях сигналов с датчиков, т.к. их рабочая частота намного меньше. Однако уменьшение полосы пропускания может стать преимуществом, т.к. оно действует как ФНЧ и не позволяет помехам воздействовать на систему.

Другой важной проблемой, связанной с интерфейсом тензодатчика, является вероятность отклонения коэффициента усиления, т.к. диапазон выходного сигнала зависит от напряжения возбуждения. Небольшие отклонения напряжения возбуждения могут вызвать пропорциональную ошибку коэффициента усиления при измерениях. Этого можно избежать, если выполнять измерения относительно величины напряжения возбуждения. Достичь этого можно двумя способами.

Можно измерять сигнал и напряжение возбуждения отдельно, а затем вычислять их соотношение, устраняя, таким образом, погрешность коэффициента усиления. Однако этот метод требует мультиплексирования АЦП для двух сигналов. Другой проблемой является то, что измеряемый сигналнаходится в 10-мВ диапазоне, а напряжение возбуждения — в вольтовом диапазоне. Это означало бы динамическое изменение установки коэффициента усиления и параметров АЦП, что нецелесообразно в большинстве аналоговых систем.

Другим способом является использование ИОН для АЦП. Как правило, АЦП имеют вывод для подсоединения внешнего ИОН. Каждое измерение в АЦП производится относительно этого опорного напряжения. Таким образом, если мы используем напряжение возбуждения в качестве опорного напряжения для АЦП, мы обеспечиваем относительные измерения сигнала.

Эффективность системы, которая используется для определения малых величин сигнала с тензодатчика, становится критически важной для того, чтобы обеспечить приемлемую точность измерений. Рассмотрим обычный и усовершенствованные методы измерений.

Обычная методология измерения сигналов с тензодатчиков

В обычном методе измерения тензодатчики, включенные по мостовой схеме, возбуждаются от источника напряжения, а на выходных терминалах измеряется напряжение (см. рис. 6). Когда на мост воздействует механическая сила, то в зависимости от положения датчиков проявляется сила растяжения или сжатия. Амплитуда изменения сопротивления прямо пропорциональна величине давления на датчик. В зависимости от напряжения возбуждения сигнал, который может быть измерен на выходе, будет равен:

VOUT = [R4/(R2 + R4) — R3/(R1 + R3)] VDRIVE.

Однако, как было сказано выше, в тензодатчиках, включенных по мостовой схеме, наблюдается проблема смещения нуля, и это смещение меняется со временем. Это делает использование шунтирующего резистора неэффективным.

Проблема может быть решена с помощью простого микроконтроллера и коррекции смещения в микропрограммном обеспечении. Когда тензодатчик не нагружен, сигнал с его выхода можно рассматривать как смещение, и вычитать или добавлять для каждых следующих данных, считанных из АЦП. Путем автокоррекции можно также компенсировать эффект старения датчика в процессе эксплуатации.

Стоит отметить и другие проблемы обычного метода измерений.

Источник напряжения, используемый для возбуждения мостовой схемы, обычно расположен на некотором расстоянии от устройства. Поэтому сопротивление проводов соединения входов мостовой схемы с источником напряжения также вносит погрешность в систему.

Поскольку выходной сигнал от тензодатчика весьма слабый, требуется либо АЦП с высоким разрешением, либо усиление сигнала перед обработкой в АЦП. Использование усилителя постоянного сигнала вводит дополнительную погрешность коэффициента усиления и смещение.

Использование АЦП с высоким разрешением или усилителей с малым смещением и погрешностью коэффициента усиления также увеличивает стоимость полной системы.

Усовершенствованные методы

Метод двойной коррелированной выборки (CDS)

Этот метод используется для точного измерения сигналов весьма малого уровня. Он автоматически компенсирует смещение, вызванное усилителем с программируемым усилением, и тепловые шумы, генерируемые системой. На рисунке 7 показана реализация этого метода в системе на кристалле.

При таком подходе контроллер использует аналоговый мультиплексор для переключения входа АЦП между источником постоянного напряжения, выходами мостовой схемы и опорным напряжением.


Рис. 7. Метод двойной коррелированной выборки (CDS)

Одним из недостатков обычных методов, как было показано выше, является погрешность, которая вносится сопротивлением источника и проводов. На рисунке 7 это сопротивление смоделировано резистором RS. Эффективное напряжение управления на входе моста можно представить следующим образом:

VDRIVE = VDAC – IDACRS.

В методе CDS напряжение управления измеряют непосредственно на выводах управления моста. Эту измеренную величину напряжения можно использовать для вычисления изменения сопротивления. Поскольку на эту величину не будет оказывать влияния сопротивление источника, вычисленное значение будет намного более точным.

Другим существенным преимуществом этого метода является автоматическая компенсация смещения. В данной конфигурации мультиплексор (AMux) переключает вход усилителя с программируемым коэффициентом усиления (PGA) между выходом моста и ИОН. Сигнал, полученный при подсоединении PGA к ИОН, будет смещением системы.

Таким образом, перед каждым считыванием показателей система вычисляет смещение с помощью микропрограммного обеспечения на основе данных, полученных из АЦП, когда PGA подсоединяется к выходному напряжению моста. Помимо смещения обнуляется также тепловой шум, сгенерированный в системе.

Другим ограничением при измерении сигналов с высокой точностью является погрешность коэффициента усиления PGA. Однако эту погрешность можно откалибровать, используя алгоритм [2].

Метод источника тока

Это еще один метод, который широко используется при измерениях весьма малых сигналов. В этом случае вместо источника напряжения для питания мостовой схемы используется источник тока. Реализация этого метода показана на рисунке 8.


Рис. 8. Метод источника тока

Самым важным преимуществом этого метода является то, что сопротивление проводов не вносит погрешностей в измерения, т.к. ток в цепи всегда остается постоянным.

Ограничением данной методики является отклонение тока от заданного значения из-за разброса параметров компонентов. Однако эту проблему можно решить с помощью калибровки ЦАП с токовым выходом (IDAC) с помощью усилителя напряжения, управляемого током, или с помощью трансимпедансного усилителя (TIA). Для реализации такого подхода IDAC подсоединяется к TIA, который преобразует выходной ток IDAC в соответствующее напряжение согласно следующему уравнению:

VTIA = IDAC × K,

где K — коэффициент усиления TIA.

Измерив выходное напряжение TIA и разделив эту величину на коэффициент усиления TIA, можно получить величину IDAC, используемую для питания мостовой схемы. Калибровка смещения и коэффициента усиления в этом случае аналогична методу CDS.

Цифровой фильтр


Рис. 9. Фильтр скользящего среднего

Мы обсудили несколько способов того, как уменьшить шумы и помехи в цепи аналогового сигнала. Одним из способов дополнительного уменьшения помех является микропрограммный математический фильтр для усреднения шума. Простой в реализации тип фильтра — фильтр скользящего среднего (moving average filter), где используется массив данных, в котором новые входные значения последовательно поступают на вход, а наиболее старые значения последовательно появляются на выходе (см. рис. 9). В любой момент времени выход фильтра является средней величиной всех элементов массива.